2. 单级放大器（上）：共源极放大器
共源极放大器，说白了就是模拟IC设计里最基础的单元。你想想看，几乎所有运放的第一级，或多或少都能看到它的影子。我刚开始做设计那会儿，总觉得这东西太简单，结果在增益和输出阻抗的权衡上栽过跟头。今天咱们就把这个基础打扎实。
2.1 电阻负载共源极
先看最简单的结构——电阻负载。NMOS管M1作为放大管，漏极接一个电阻RD到电源VDD。输入信号加在栅极，输出从漏极取出。
核心结论：小信号增益 Av = -gm · RD
这个公式看着简单，但里面藏着不少坑。gm是跨导，它跟过驱动电压(VGS-VTH)和电流ID都有关系。我习惯把gm写成2ID/(VGS-VTH)，这样更容易看出设计空间。
增益的负号表示反相——输入往上走，输出往下掉。这个相位关系在反馈环路里特别重要，我曾经因为搞反了相位，让一个LDO振荡得一塌糊涂。
小信号分析步骤
- 直流偏置：先确定ID和VGS。电阻RD上的压降决定了输出共模电平。
- 小信号等效：把MOS管换成压控电流源gm·vgs，并联输出电阻ro。
- 计算增益：从输出节点看进去，总阻抗是RD // ro。所以更精确的增益是Av = -gm · (RD // ro)。
我的经验：当RD远小于ro时，可以忽略ro。但在深亚微米工艺下，ro越来越小，这个近似经常不成立。我建议你每次都用完整公式算一下，别偷懒。
2.2 电流源负载共源极
电阻负载有个硬伤——增益受电源电压限制。你想提高增益就得增大RD，但RD大了，直流压降就大，输出摆幅被压缩。怎么办？用电流源代替电阻。
电流源负载的等效阻抗是电流源的输出电阻ro2。这时候增益变成：
增益公式：Av = -gm1 · (ro1 // ro2)
嗯，这里要注意，ro1是放大管的输出电阻，ro2是负载管的输出电阻。两个管子串联，总阻抗就是它们并联。
为什么电流源负载能提高增益？说白了，电流源的直流压降可以很小（只要保证管子工作在饱和区），但交流阻抗可以很大。这就把增益和输出摆幅解耦了。
避坑指南：我曾经在设计一个高增益放大器时，只关注了ro的大小，却忽略了电流源自身的噪声。电流源管的1/f噪声会直接耦合到输出端，在低频应用中特别头疼。记得在电流源栅极加滤波电容。
2.3 增益与输出阻抗的权衡
这是共源极放大器设计的核心矛盾。你想想看，增益Av = gm · Rout，而Rout又决定了输出节点的极点频率。输出阻抗越大，增益越高，但带宽越窄。
| 参数 | 增大RD（电阻负载） | 增大ro（电流源负载） |
|---|---|---|
| 增益 | ↑ 提高 | ↑ 提高 |
| 输出摆幅 | ↓ 减小 | → 基本不变 |
| 输出极点频率 | ↓ 降低 | ↓ 降低 |
| 噪声 | → 热噪声增加 | ↑ 闪烁噪声增加 |
我个人的设计习惯是：先确定带宽要求，算出允许的最大输出阻抗，再反推需要的gm。如果gm不够，就增大电流或者增大宽长比。但增大电流会提高功耗，增大宽长比又会增加寄生电容——你看，到处都是权衡。
2.4 设计实例：一个10倍增益的共源极
假设我们要设计一个增益为10V/V的共源极放大器，负载电容CL = 1pF，带宽要求100MHz。
第一步：确定输出阻抗
带宽由输出极点决定：f-3dB = 1/(2π · Rout · CL)
Rout = 1/(2π · 100MHz · 1pF) ≈ 1.59kΩ
第二步：计算所需跨导
|Av| = gm · Rout → gm = 10 / 1.59kΩ ≈ 6.28mS
第三步：选择偏置电流
假设过驱动电压VOV = 200mV，gm = 2ID/VOV → ID = gm · VOV / 2 = 0.628mA
我的建议：实际设计时留20%的余量。工艺角变化、温度漂移都会让gm偏离计算值。我一般把目标增益设到12左右，再通过负反馈精确控制。
2.5 共源极放大器知识体系
下面这张图把共源极放大器的核心知识点串起来了。你可以把它当作设计时的检查清单。
2.6 常见问题与避坑
- 增益不够？先检查输出阻抗，别急着增大gm。增大gm意味着增大电流或宽长比，都会增加功耗和寄生。
- 带宽不够？输出阻抗太大了。要么降低增益要求，要么用更先进的工艺（寄生电容更小）。
- 输出摆幅太小？电阻负载的话，减小RD；电流源负载的话，检查电流源管的VDS是否接近饱和区边缘。
我曾经踩过的坑：在设计一个两级放大器时，第一级用了电流源负载共源极，增益做到了60dB。结果第二级输入管的栅极电容把第一级输出极点压到了很低的频率，整个环路的相位裕度只剩20度。后来我不得不在第一级输出和第二级输入之间加了一个源极跟随器做隔离。记住，共源极的输出阻抗高，驱动容性负载的能力很差。