2. 射频收发系统架构基础
射频收发系统的架构选择，决定了整条信号链的频率规划、镜像抑制方式、滤波器分布、增益分配以及本振（LO）泄漏与直流失调的处理策略。工程上最常见的三类架构是超外差、零中频（直接变频）和低中频（近零中频）。它们并非简单的“新旧替代”关系，而是针对不同频段、带宽、功耗、集成度与成本约束的权衡结果。ADI 的收发器产品线（如 AD9361/AD9371/ADRV9002 等）大多采用零中频或低中频可配置架构，正是这种权衡的典型体现。
一、三种架构的频率规划与信号流
先明确参照约定：本文所有频率关系均以“射频输入频率 fRF、本振频率 fLO、中频 fIF”为基准，混频后取差频 fIF = |fRF − fLO|。
超外差架构把射频信号先搬移到较高的第一中频（例如 100 MHz～1 GHz 量级），再经第二级混频降到基带。由于中频较高，镜像频率与有用信号相距 2fIF，可以用一个片外 SAW/LC 滤波器把镜像压下去，因此镜像抑制和邻道选择性容易做得好，动态范围大。代价是需要多级混频、多个本振和片外滤波器，集成度低、功耗与 BOM 成本高。
零中频架构让 fLO = fRF，混频后直接得到 I/Q 两路基带。镜像就是有用信号本身，理论上不需要镜像滤波器，通道滤波器可以完全集成，功耗和面积最优。但它把问题转移到了基带：本振泄漏自混频产生直流失调，I/Q 幅度相位失配产生镜像，偶次失真和闪烁噪声（1/f）直接落在信号带宽内。
低中频架构是折中方案：把 fIF 设在几百 kHz 到几 MHz（小于信号带宽的一半到数倍），镜像落在信号带内或紧邻处，靠复数（I/Q）混频与数字校准实现镜像抑制，同时避开零中频的直流失调与 1/f 噪声。它对 I/Q 失配的校准精度要求更高，但换来更好的低频性能和更宽松的直流处理。
二、关键指标的定量权衡
架构差异最终体现在几个可量化的指标上，下面给出典型示例参数（属教学示例，非实测值），便于建立数量级概念。
| 指标 | 超外差 | 零中频 | 低中频 |
|---|---|---|---|
| 镜像抑制 | 片外滤波，可达 60~80 dB | 镜像即信号，无需滤波 | 依赖 I/Q 校准，典型 40~60 dB |
| 直流失调 | 低 | 高，需 DC 校正环路 | 中，可被低中频滤波抑制 |
| 1/f 噪声影响 | 小 | 大，直接落在基带 | 小，信号搬离 DC |
| 集成度 / 功耗 | 低 / 高 | 高 / 低 | 高 / 中 |
| 适用带宽 | 窄带、高选择性 | 宽带、多标准 | 中等带宽、高灵敏度 |
以镜像抑制为例：零中频中，I/Q 幅度失配 ε 与相位失配 φ 造成的镜像抑制比近似为
IRR(dB) ≈ 10·log10[ (4 + ε² + φ²) / (ε² + φ²) ] （ε、φ 为线性量，φ 单位 rad）
示例：ε = 0.5%（0.005），φ = 0.5°（0.0087 rad）
ε² + φ² ≈ 2.5e-5 + 7.6e-5 = 1.01e-4
IRR ≈ 10·log10(4 / 1.01e-4) ≈ 46 dB可见要把镜像压到 60 dB 以上，需要 ε 与 φ 同时压到约 0.1% 和 0.1° 量级，这正是零中频/低中频必须依赖数字校准的原因。ADI 收发器内部通常集成正交误差校正（QEC）与直流校正环路，通过注入测试音或利用信号统计特性估计失配并实时补偿。
三、ADI 架构选择与工程权衡
ADI 的集成收发器普遍采用零中频或可配置低中频，核心原因是：现代通信标准（如 LTE、5G NR、宽带专网）要求多频段、多带宽、可重构，而片外 SAW 滤波器无法随频段灵活切换。以 AD9361 为例，其接收链路为直接变频，支持 70 MHz～6 GHz 调谐、200 kHz～56 MHz 带宽，片内集成 12 位 ADC/DAC、可编程 FIR 滤波器和自动增益控制；ADRV9002 则进一步支持窄带与宽带双模式，可在低中频与零中频之间配置，以兼顾低频灵敏度与宽带性能。
实际选型时可遵循以下判断逻辑：
- 若系统需要极强邻道抑制、极宽动态范围，且频段固定、体积与功耗不敏感（如基站接收前端、频谱监测），超外差仍是稳妥选择。
- 若追求高集成度、低功耗、多标准宽带覆盖（如软件无线电、手持终端、小基站），优先零中频，并接受直流与 I/Q 校准的工程投入。
- 若信号带宽较窄但对低频/直流附近信息敏感（如雷达、部分物联网制式、需要保留近 DC 分量的场景），低中频更合适，用几百 kHz 的中频把信号搬离 1/f 噪声区。
综上，三种架构没有绝对优劣，本质是把“镜像抑制、直流处理、集成度、功耗、带宽灵活性”这几项约束在不同位置分配。理解每种架构把难题放在哪一级、需要什么校准手段，才能在 ADI 收发器选型与配置中做出合理决策。