4. SerDes发送端（TX）架构与关键电路

在3.2T光模块中，电接口侧通常由8路或16路高速SerDes通道并行工作，单通道速率落在106.25Gbps或212.5Gbps量级（以112G PAM4或224G PAM4为例）。发送端（TX）承担的任务并不只是"把并行数据串行化后推出去"，而是要在有限功耗与面积下，把数字域的理想码流整形为经过预补偿、眼图张开、抖动受控的模拟波形，使其经过封装、连接器、PCB走线和光引擎后仍能被对端可靠采样。理解TX架构，本质上就是理解"数字码流如何被逐级塑形成可传输信号"。

一、TX整体信号链与各级职责

典型TX链路自数字侧向模拟侧依次为：并行数据接口与FIFO弹性缓冲、编码与扰码（PAM4下含Gray映射与预编码）、数字均衡与FIR滤波、多相时钟生成与分配、DAC/驱动器、输出网络与终端匹配。数字部分完成码型变换与预失真系数计算，模拟部分完成电压/电流域的波形合成与阻抗驱动。两级之间的接口通常是多相位、高分辨率的数字码字，其位宽与采样率直接决定均衡精度。

需要强调的是，TX的均衡与RX的均衡分工不同：RX的CTLE/DFE用于补偿信道造成的确定性损耗与后游标ISI，而TX的FIR预加重是在信号尚未进入信道前主动引入受控的频谱抬升，使到达RX的波形更接近奈奎斯特理想响应。二者必须联合规划，否则容易出现TX过度抬升导致RX前端饱和、或TX补偿不足使DFE抽头压力过大的问题。

二、驱动器：从码字到受控电压波形

驱动器是TX中功耗与线性度矛盾最集中的一级。常见结构有电流模（CML）与电压模（SST）两类。CML以差分对尾电流开关实现高速翻转，输出摆幅由尾电流与50Ω负载共同决定，摆幅调节通过改变尾电流或并联可编程电阻实现；SST则以多个并联的电压模单元做阻抗校准与摆幅分段，功耗更低但对电源噪声与工艺角更敏感。在224G PAM4场景下，驱动器还需处理四电平的线性度问题：三个眼高（上、中、下）若不等距，会直接恶化PAM4的TDECQ。

实际设计中，摆幅通常以差分峰峰值标定。例如某通道设定差分摆幅为600mVppd、终端50Ω到地，则单端电流摆幅约为6mA。若采用CML，尾电流需按此反推并留出10%~20%余量以覆盖工艺偏差。摆幅寄存器一般提供粗调（如4档）与细调（如16档），调试时应先固定细调在中值，用粗调逼近目标，再用细调优化眼高与线性度。

三、均衡器：预加重与去加重的取舍

TX FIR通常为3~5抽头，最常用的是3抽头结构：c₋₁（前游标）、c₀（主抽头）、c₁（后游标）。其输出为 y[n] = c₋₁·x[n+1] + c₀·x[n] + c₁·x[n−1]。当c₋₁、c₁取负值时，相当于在码元跳变处叠加反向脉冲，抬升高频分量，即"预加重"；当主抽头被压低、旁抽头相对保留时，等效为"去加重"。两者在频域上都是对低频相对衰减、对高频相对保留，区别在于归一化基准与峰值功率约束方式。

工程上常用"预加重比例"描述：设主抽头归一化为1，旁抽头为−a，则高频抬升量约为20·log₁₀((1+2a)/(1−2a)) dB（以两抽头对称为例，仅作估算）。例如a=0.1时约抬升1.7dB，a=0.2时约3.5dB。需要注意，抽头系数之和（DC增益）应保持为1或接近1，否则会改变平均输出功率并影响RX的AGC判断。多数IP会提供"峰值归一化"与"DC归一化"两种模式，前者保证最大摆幅不越界，后者保证平均功率稳定，调试时应根据对端RX的输入动态范围选择。

四、时钟树：被低估的抖动来源

TX时钟树从PLL输出开始，经分频、多相生成、缓冲分配到达DAC采样开关。其关键指标包括：相位噪声（影响随机抖动RJ）、占空比误差（DCD，转化为确定性抖动）、多相时钟之间的相位失配（直接造成DAC合成波形的码间失真）。在112G PAM4下，一个UI仅约8.9ps，若占空比误差为2%，即引入约0.18ps的DCD，看似很小，但在TDECQ预算中已不可忽略。

实际调试中，时钟树的可观测点通常包括PLL锁定指示、多相时钟测试输出、以及内建的占空比监测。建议在系统bring-up阶段先关闭均衡，用PRBS13或SSPRQ码型在TX测试点测量抖动分解（TJ/RJ/DJ），确认时钟贡献在预算内，再开启均衡，避免把时钟问题误判为均衡不足。

五、设计要点与调试顺序

综合来看，TX调试应遵循"先时钟、后摆幅、再均衡、最后联调"的顺序：先确认PLL锁定与抖动指标达标；再设定摆幅使RX输入落在其线性区中部；然后根据信道损耗曲线选择预加重档位，以眼高、眼宽与TDECQ为联合判据；最后与RX的CTLE/DFE联合优化，避免单侧过度补偿。下表给出一组示例配置思路（参数为教学示例，非实测值）：

最后需要提醒：TX的预加重并非越大越好。过度预加重会抬高信号峰值、增加驱动器功耗与EMI，并可能使RX前端进入饱和，反而压缩有效动态范围。合理的做法是以信道插损曲线为依据，让TX承担低频段的适度抬升，把高频细节补偿留给RX的CTLE与DFE，形成分工明确的联合均衡策略。