4. Doherty功放原理

Doherty功率放大器（PA）是现代基站和移动通信系统中应用最广泛的高效率功率放大器架构之一。其核心价值在于：当信号具有高峰均比（PAPR，如OFDM信号）时，传统AB类功放在功率回退区效率急剧下降，而Doherty架构通过有源负载调制机制，使得功放在6dB甚至更深的功率回退范围内仍能保持接近峰值效率。本章将深入剖析Doherty功放的三大核心要素：有源负载调制原理、载波放大器（Carrier PA）与峰值放大器（Peak PA）的角色分工，以及四分之一波长（λ/4）阻抗变换器在其中的关键作用。

上图展示了Doherty功放的基本架构与有源负载调制的核心机制。从信号链路来看，输入信号经功分器分为两路：一路驱动载波放大器（通常工作在AB类），另一路驱动峰值放大器（通常工作在C类）。载波放大器的输出经过一段λ/4阻抗变换线后与峰值放大器的输出在合路节点汇合，共同馈送到负载。下面我们逐一深入解析每个关键概念。

4.1 有源负载调制：Doherty功放效率提升的物理本质

4.1.1 核心原理：从固定负载到动态负载

传统功率放大器的效率瓶颈在于：为了满足线性度要求，功放通常工作在功率回退（Power Back-off）状态，即输出功率远低于其峰值能力。例如，一个峰值功率为50W的AB类功放，当输出10W时（7dB回退），其效率可能从峰值时的60%骤降至20%左右。这是因为AB类功放的最大效率出现在电压摆幅接近电源电压（即饱和状态）时，而低功率输出时电压摆幅小，晶体管导通角内的电流利用率极低。

Doherty架构的巧妙之处在于引入了有源负载调制（Active Load Modulation）概念。其核心思想是：通过改变放大器看到的负载阻抗，使载波放大器在功率回退区也能保持接近饱和的电压摆幅。具体而言，当输出功率较低时，峰值放大器处于关断状态（C类偏置使其在低输入驱动下不导通），此时载波放大器单独工作，其看到的负载阻抗被λ/4线提升为原来的两倍（例如从50Ω提升到100Ω）。由于负载阻抗加倍，在相同电压摆幅下，载波放大器输出的功率减半，但晶体管依然工作在接近电压饱和的状态，从而维持高效率。

当输入功率增大到一定程度（通常为峰值功率的6dB回退点），峰值放大器开始导通并输出电流。此时，峰值放大器向合路节点注入电流，等效于在负载上并联了一个电流源。根据欧姆定律和基尔霍夫电流定律，合路节点电压被“钳位”，载波放大器看到的负载阻抗开始从100Ω向50Ω动态降低。这一过程被称为“负载调制”——负载不再是固定值，而是由两个放大器的输出电流比例动态决定。

4.1.2 判断方法：如何识别有源负载调制是否生效

在工程实践中，判断有源负载调制是否正常工作的最直接方法是观察载波放大器的漏极电压摆幅。在理想情况下，无论输出功率如何变化（在Doherty工作区间内），载波放大器的漏极电压峰值应始终接近电源电压（例如28V），这意味着晶体管始终处于“充分利用”状态。如果发现低功率时载波PA的漏极电压摆幅明显下降，说明负载调制没有正确实现，可能是λ/4线阻抗不匹配或峰值放大器提前导通所致。

另一种判断方法是通过效率曲线。在仿真或测试中，绘制效率 vs. 输出功率曲线。如果Doherty工作正常，曲线应呈现“双峰”特征：第一个效率峰值出现在6dB回退点（载波PA单独饱和），第二个效率峰值出现在满功率点（两路同时饱和）。两个峰值之间的效率凹陷越小，说明负载调制越平滑。

4.1.3 案例拆解：2.6GHz 40W Doherty功放设计中的负载调制验证

假设我们设计一款用于LTE基站的2.6GHz Doherty功放，目标指标为：饱和输出功率P_sat = 40W（46dBm），6dB回退效率 ≥ 45%，满功率效率 ≥ 50%。

初始设计与仿真数据：采用Cree CGH40010F GaN HEMT作为载波和峰值管。载波管偏置在AB类（V_GS = -2.8V，I_DQ = 200mA），峰值管偏置在C类（V_GS = -4.5V，I_DQ ≈ 0）。λ/4线采用微带线实现，特性阻抗Z₀ = 50Ω，在2.6GHz时电长度为90°。

仿真结果分析：在ADS中完成谐波平衡仿真后，我们提取了载波管在三个关键功率点的负载阻抗和漏极效率：

问题发现：在6dB回退点，系统总效率只有47%，低于45%的目标。进一步分析发现，峰值放大器在40dBm时已经提前导通，但其输出电流不足，导致负载调制不充分，载波PA负载只从98Ω降到72Ω，没有降到理论上的100Ω→50Ω的完整范围。

优化操作：1）将峰值管的栅极偏置从-4.5V调整到-4.8V，使其开启点延后约1dB；2）在峰值管输入端增加一段50Ω的相位补偿线，确保两路信号在合路节点同相；3）将λ/4线的特性阻抗从50Ω调整为45Ω，以补偿微带线损耗带来的阻抗偏差。

优化后结果：6dB回退点效率提升至49%，满功率效率为53%，且载波PA负载在40dBm时降至55Ω，接近理论值。代价是峰值管在满功率时略微过驱，导致IMD3恶化约2dB，但通过数字预失真（DPD）可以校正。

4.2 载波放大器与峰值放大器的角色分工与设计要点

4.2.1 核心原理：两种放大器的互补特性

在Doherty架构中，载波放大器（Carrier PA）和峰值放大器（Peak PA）承担着截然不同的任务，它们的偏置、尺寸和匹配网络设计都有显著差异。

载波放大器始终工作，负责处理所有输入信号。它偏置在AB类（导通角约180°~220°），以保证良好的线性度。在低功率区，载波放大器独立工作，需要承受两倍负载阻抗（通过λ/4线变换后），因此其输出匹配网络必须设计为在2R_L负载下实现最佳效率。载波放大器的尺寸通常与峰值放大器相同（对称Doherty）或略小（非对称Doherty，用于更深回退）。

峰值放大器仅在输入信号幅度超过阈值（通常为峰值功率的6dB回退点）时才开始导通。它偏置在C类（导通角小于180°），这意味着在低输入驱动下，其栅极电压低于夹断电压，晶体管完全关断。当输入信号增大时，C类偏置的晶体管开始导通，但导通角很小，因此增益较低（通常比载波PA低3-6dB）。峰值放大器的输出匹配网络设计为在R_L负载下工作，且需要具备良好的隔离度，防止在关断状态下对载波PA造成影响。

4.2.2 判断方法：如何确定峰值放大器的开启点

峰值放大器的开启点（即开始导通的输入功率）是Doherty设计中最关键的参数之一。开启点决定了效率曲线第一个峰值的位置。开启点可以通过以下公式估算：

开启点回退量(dB) = 20 × log10(1 + I_P/I_C)

其中I_P/I_C是峰值放大器与载波放大器在满功率时的电流比。对于对称Doherty（两管尺寸相同），I_P/I_C = 1，开启点为6dB回退。对于非对称Doherty（峰值管是载波管的2倍尺寸），I_P/I_C = 2，开启点为9.5dB回退。

在实际调试中，开启点通常通过扫描峰值管的栅极偏置电压来调整。偏置越深（更负），开启点越靠后，但峰值管在满功率时的增益也越低。偏置越浅，开启点越靠前，但可能导致峰值管在低功率时轻微导通，破坏载波PA的高阻抗状态。

4.2.3 案例拆解：非对称Doherty在5G NR中的应用

5G NR信号具有更高的PAPR（通常为8-10dB），传统的对称Doherty（6dB回退）已无法满足效率要求。因此，业界普遍采用非对称Doherty架构。

设计实例：一款3.5GHz 5G NR Doherty功放，目标P_sat = 47dBm（50W），PAPR = 9dB，要求平均功率效率 ≥ 40%。

方案选择：载波管采用1颗10W GaN管，峰值管采用2颗10W GaN管并联（等效20W）。这样I_P/I_C = 2，理论开启点为9.5dB回退。载波管偏置在AB类（I_DQ = 150mA），峰值管偏置在深C类（V_GS = -5.2V，远低于夹断电压-3.8V）。

关键设计细节：由于峰值管增益较低（约8dB，而载波管为15dB），需要在功分器设计时采用不等分结构（如10:90耦合器），将更多功率分配给峰值支路。同时，在峰值管输入端增加一个增益补偿放大器或调整驱动级输出功率。

实测结果：在47dBm饱和功率下，系统效率为51%；在38dBm（9dB回退）时，效率为42%，满足5G NR平均效率要求。线性度方面，在采用DPD后，ACPR达到-48dBc，满足3GPP标准。

4.3 四分之一波长阻抗变换器：Doherty架构的“神经中枢”

4.3.1 核心原理：阻抗反转与相位延迟

λ/4阻抗变换线（也称四分之一波长线）在Doherty功放中扮演着两个至关重要的角色：阻抗反转和相位补偿。

阻抗反转：根据传输线理论，一段特性阻抗为Z₀、电长度为90°（λ/4）的传输线，其输入阻抗Z_in与负载阻抗Z_L的关系为：

Z_in = Z₀² / Z_L

在Doherty功放中，λ/4线放置在载波PA输出端与合路节点之间。当峰值PA关断时，合路节点看向负载的阻抗为R_L（通常为50Ω）。经过λ/4线变换后，载波PA看到的阻抗为Z₀²/R_L。如果选择Z₀ = √(2) × R_L ≈ 70.7Ω，则载波PA看到的阻抗为2R_L = 100Ω。当峰值PA开启并注入电流时，合路节点的等效阻抗降低，载波PA看到的阻抗也随之降低，实现了负载调制。

相位补偿：信号经过λ/4线会产生90°的相位延迟。为了确保载波PA和峰值PA的输出在合路节点同相叠加，必须在峰值PA支路中加入一段90°的相位补偿线（或等效的相位偏移网络）。否则，两路信号在合路节点会因相位差而相互抵消，导致输出功率和效率严重下降。

4.3.2 判断方法：如何验证λ/4线设计正确性

在仿真中，可以通过以下步骤验证λ/4线设计：

1. S参数检查：单独仿真λ/4线，确认其在中心频率的S21相位为-90°±5°，S11和S22在目标频段内小于-20dB。
2. 阻抗变换验证：在λ/4线输出端接50Ω负载，在输入端查看阻抗是否接近100Ω（当Z₀=70.7Ω时）。
3. 合路节点隔离度：在合路节点处，分别从载波支路和峰值支路看进去，检查两端口之间的隔离度（S32）是否小于-15dB。如果隔离度差，说明两路放大器会相互影响。

4.3.3 案例拆解：微带线λ/4线的工程实现与调试

在PCB上实现λ/4线时，需要考虑介质基板的介电常数、线宽、线长以及拐角补偿等因素。

设计参数：采用Rogers RO4350B基板（ε_r = 3.66，厚度0.508mm），中心频率2.6GHz。计算得到50Ω微带线宽约1.1mm，70.7Ω线宽约0.6mm。λ/4线长度L = λ_g/4 = (c / (f × √ε_eff)) / 4，其中ε_eff ≈ 3.1，计算得L ≈ 16.5mm。

调试过程：在实物调试中，发现载波PA在低功率时效率偏低（仅40%），且输出功率比仿真低0.5dB。使用矢量网络分析仪（VNA）测量λ/4线的S参数，发现其中心频率偏移至2.52GHz，S11在2.6GHz处为-12dB（不理想）。

原因分析：微带线拐角处未做切角补偿，导致等效电长度增加；同时，接地过孔间距过大，引入了额外的寄生电感。

优化措施：1）将λ/4线长度缩短0.3mm以补偿拐角效应；2）在微带线两侧增加接地过孔阵列（间距0.5mm）；3）将λ/4线改为弧形走线以减少不连续性。

优化后结果：中心频率恢复至2.6GHz，S11降至-25dB，载波PA低功率效率提升至55%，输出功率与仿真一致。

4.4 常见误区与设计复盘

4.4.1 误区一：认为峰值放大器只是“辅助”角色

很多初学者认为峰值放大器只在峰值功率时工作，因此其设计可以“随意”一些。实际上，峰值放大器的性能直接影响Doherty功放的饱和功率、效率和线性度。如果峰值放大器的增益不足或相位不匹配，会导致合路节点功率合成效率下降，甚至出现“负负载调制”（即峰值PA反而拉低了载波PA的负载阻抗）。

4.4.2 误区二：忽略λ/4线的带宽限制

λ/4线的阻抗变换特性只在中心频率附近成立。当工作频率偏离中心频率时，电长度不再是90°，阻抗变换比会发生变化，导致负载调制不完整。对于宽带Doherty设计（如覆盖1.7-2.7GHz），需要采用多节λ/4线或复合左右手传输线（CRLH-TL）来扩展带宽。

4.4.3 误区三：将载波PA和峰值PA的匹配网络独立设计

载波PA和峰值PA的匹配网络在合路节点处是相互耦合的。单独优化每一路时，可能各自S参数都很好，但合路后整体性能却很差。正确的做法是进行联合仿真，将两路放大器、λ/4线、合路节点和负载作为一个整体进行优化。

4.4.4 设计复盘清单

通过以上系统性的设计与验证流程，可以确保Doherty功放充分发挥有源负载调制的优势，在宽功率范围内保持高效率，同时满足现代通信系统对线性度的严苛要求。掌握本章内容后，读者应能独立完成Doherty功放的原理分析、仿真验证和基础调试工作。