4. 扩频调制与多址接入

卫星通信面临一个根本矛盾：转发器带宽有限、功率有限，而多个地球站却要同时接入，还要在存在干扰、截获和衰落风险的链路上可靠传输。解决这一矛盾的核心手段有两类：一是扩频调制，把窄带信号扩展到很宽的频带上，用带宽换取抗干扰与多址能力；二是多址接入，决定多个用户如何共享同一颗卫星的频谱、时间和空间资源。本节围绕直接序列扩频（DS-SS）、跳频扩频（FH-SS）以及 FDMA、TDMA、CDMA 五种体制，说明它们在卫星通信中的调制实现方式与抗干扰差异。

一、扩频调制的信号本质

扩频的共同特征是：用一条速率远高于信息速率的伪随机码（PN 码）对信号进行二次调制，使发射信号带宽远大于信息带宽。设信息比特率为 R_b，扩频码片率为 R_c，则扩频增益 G_p = R_c/R_b，用 dB 表示为 10lg(R_c/R_b)。例如 R_b = 9.6 kbit/s、R_c = 2.4576 Mchip/s 时，G_p ≈ 24 dB。这意味着接收端解扩时，有用信号被压缩回窄带，而宽带干扰被扩展到整个扩频带宽，落入信息带宽内的干扰功率被压低约 24 dB，这就是扩频抗干扰的定量来源。

直接序列扩频的实现是：信息比特先经 BPSK 映射为 ±1，再与 PN 码逐码片相乘，最后经成形滤波和载波调制发射。接收端用本地同步的同一 PN 码做相关解扩，再判决。DS-SS 的关键在于码同步：必须先完成捕获（粗同步，误差在一个码片内），再用延迟锁定环（DLL）做跟踪（精同步，误差远小于一个码片）。若同步偏差超过一个码片，相关峰消失，解扩失败。

跳频扩频则不同：载波频率按 PN 码控制的跳频图案在多个频点间跳变，每个跳频驻留时间内发送一段窄带信号。设跳频点数为 N，则跳频增益同样约为 10lgN。FH-SS 分为快跳（每跳内发送多个符号）和慢跳（多个符号共用一跳）。卫星通信中常用慢跳，因为频率合成器的跳速受限于锁相环建立时间。FH-SS 抗窄带干扰和抗频率选择性衰落较好，但抗宽带阻塞干扰能力取决于跳频总带宽。

二、多址接入的调制实现差异

FDMA 是最直观的体制：把转发器带宽切成若干互不重叠的子频带，每个地球站占用一个子频带，调制方式通常是窄带 QPSK 或 8PSK。FDMA 的优点是实现简单、无需全网时间同步；缺点是每个载波必须回退功率以避免行波管放大器（TWTA）交调，导致功率效率低。典型卫星转发器若同时放行 10 个 FDMA 载波，每个载波需回退约 4～6 dB，转发器总输出功率利用率可能只有 30%～40%。

TDMA 把时间轴切成周期性的帧，每帧再分为若干时隙，各站只在指定时隙内以突发方式发射。由于同一时刻只有一个载波通过转发器，TWTA 可以工作在接近饱和点，功率效率显著提高。但 TDMA 对同步要求苛刻：各站突发必须精确落入时隙，否则会碰撞。参考突发（RB）由基准站发送，各站据此调整发射定时，定时误差通常需控制在符号周期的百分之几以内。以 120 Mbit/s 的 TDMA 系统为例，若允许定时误差为 1/16 符号，则对应约 0.5 ns 量级的时间精度，工程上通过闭环定时校正实现。

CDMA 在卫星通信中通常指 DS-CDMA：所有用户在同一频带、同一时间发射，靠不同的 PN 码区分。接收端用目标用户的码做相关，其他用户的信号因码不正交而被扩展为背景噪声。CDMA 的容量受限于多址干扰（MAI），实际系统中需用功率控制把各用户到达转发器的功率差异控制在约 1 dB 以内，否则强用户会压制弱用户。卫星链路的功率控制比地面蜂窝更难，因为往返时延大（GEO 约 250 ms），闭环更新慢，通常采用开环加慢速闭环的组合。

三、抗干扰能力的定量比较

抗干扰能力可用干扰容限衡量：M_j = G_p − L_sys − (S/N)_o,min。其中 L_sys 为系统实现损耗，(S/N)_o,min 为解调所需最小信噪比。以 DS-SS 为例，G_p = 24 dB，L_sys = 2 dB，(S/N)_o,min = 8 dB，则 M_j = 14 dB，即干扰功率可比信号功率高 14 dB 时仍能正常解调。FH-SS 若跳频点数 N = 32，跳频增益 15 dB，扣除实现损耗后干扰容限约 5～8 dB，弱于同增益的 DS-SS，但 FH-SS 对窄带干扰的抵抗更直接——只要干扰不落在当前跳频频点上，就完全不影响。

FDMA 和 TDMA 本身不含扩频，抗干扰主要靠波束隔离、频率规划和高功率上行，对有意干扰的容限通常只有几 dB。因此在实际卫星通信系统中，常把多址与扩频结合：例如 TDMA 与 FH 结合形成跳频 TDMA，或 CDMA 与 FDMA 结合形成混合多址，以兼顾容量、同步复杂度和抗干扰需求。

四、一个可复现的参数估算示例

假设某卫星链路信息速率 R_b = 32 kbit/s，采用 DS-SS，扩频码片率 R_c = 8.192 Mchip/s，则 G_p = 10lg(8192/32) = 24.1 dB。若接收机解调门限 (E_b/N₀)_min = 6 dB，系统损耗 2 dB，则干扰容限 M_j = 24.1 − 2 − 6 = 16.1 dB。若改用 FH-SS，跳频点数 N = 64，跳频增益 18.1 dB，但每跳需预留频率合成器建立时间，有效增益约 15 dB，干扰容限约 7 dB。可见在相同信息速率下，DS-SS 的干扰容限明显更高，代价是需要更精确的码同步和更宽的瞬时带宽。

实际配置时，还需检查扩频带宽是否落在转发器可用带宽内。上例中 DS-SS 占用约 8.192 MHz，若转发器带宽为 36 MHz，则最多可容纳 4 个这样的 CDMA 载波，且需留保护带。若采用 FDMA 方式，同样 36 MHz 可划分 9 个 4 MHz 子带，每子带传 32 kbit/s 时频谱效率更高，但抗干扰能力大幅下降。这一对比说明：扩频与多址的选择本质上是带宽、功率、同步复杂度和抗干扰能力之间的折中，没有单一最优体制，只有与任务需求匹配的体制。