3. NR物理层基础
NR物理层的一切时间与频率资源，最终都落在“一个OFDM符号占多长、一个子载波间隔多宽、一个无线帧里有多少个时隙”这三个基本量上。理解它们之间的换算关系，是读懂后续资源网格、调度与参考信号位置的前提。本节从OFDM波形出发，把参数集、帧结构、CP与采样率串成一条可计算的链条。
OFDM波形：把宽带拆成并行的窄带子载波
OFDM（正交频分复用）的核心思想是：把高速串行数据分成N路低速数据，分别调制到N个相互正交的子载波上并行发送。子载波间隔记为Δf，正交性要求相邻子载波在符号周期内积分结果为零，因此符号的有用部分时长Tu与子载波间隔满足 Tu = 1/Δf。例如Δf = 15 kHz时，Tu ≈ 66.67 μs；Δf = 30 kHz时，Tu ≈ 33.33 μs。子载波越宽，符号越短，对高速移动和多普勒频移的容忍度越高，但覆盖能力相对下降。
NR在下行采用CP-OFDM（循环前缀OFDM），上行既支持CP-OFDM也支持DFT-s-OFDM（变换预编码OFDM）。DFT-s-OFDM通过预编码把信号变成单载波特性，降低峰均比（PAPR），适合上行覆盖受限场景；CP-OFDM则更适合MIMO与高频谱效率调度。二者共用相同的参数集与帧结构框架，区别在于发送端是否插入DFT预编码。
参数集numerology：Δf与CP的成套组合
NR用参数集μ来索引不同的子载波间隔，Δf = 2^μ × 15 kHz。μ=0对应15 kHz，μ=1对应30 kHz，μ=2对应60 kHz，μ=3对应120 kHz，μ=4对应240 kHz。每个μ对应一套固定的CP长度与每时隙符号数，不能随意混搭。常规CP下，每个时隙固定14个OFDM符号，无论μ取何值。
| μ | Δf | 每时隙符号数 | 每子帧时隙数 | 每帧时隙数 | 典型频段 |
|---|---|---|---|---|---|
| 0 | 15 kHz | 14 | 1 | 10 | Sub-1 GHz / 低频 |
| 1 | 30 kHz | 14 | 2 | 20 | 3.5 GHz 主流 |
| 2 | 60 kHz | 14 | 4 | 40 | 毫米波 / 部分中频 |
| 3 | 120 kHz | 14 | 8 | 80 | 毫米波 FR2 |
| 4 | 240 kHz | 14 | 16 | 160 | FR2 同步/广播 |
表中“每子帧时隙数”等于2^μ，因为子帧固定为1 ms，而时隙长度随时隙内符号数缩短而缩短。μ越大，时隙越短，调度粒度越细，适合低时延业务，但每时隙可承载的符号数不变，控制开销占比会上升。
帧结构：帧、子帧、时隙、符号的层级
NR无线帧固定为10 ms，编号0～1023循环。一个帧分为10个子帧，每个子帧1 ms。子帧再分为若干时隙，时隙数由μ决定。时隙内包含14个OFDM符号（常规CP）。因此从帧到符号的层级是：帧(10 ms) → 子帧(1 ms) → 时隙(1/2^μ ms) → 符号(Tu + CP)。
以μ=1（30 kHz）为例：时隙长度 = 1/2 ms = 0.5 ms，每子帧2个时隙，每帧20个时隙。每个时隙14个符号，符号有用部分Tu = 1/30 kHz ≈ 33.33 μs，加上CP后总符号时长约35.7 μs，14个符号合计约0.5 ms，与理论时隙长度吻合。这个“符号总长×14≈时隙长度”的校验，是判断参数集配置是否自洽的快速方法。
CP设计：为什么CP长度不是随便取的
CP（循环前缀）是把OFDM符号尾部的一段复制到符号开头，用来吸收多径时延扩展，避免符号间干扰（ISI）和子载波间干扰（ICI）。只要CP长度大于信道最大时延扩展，接收端在FFT窗口内就能看到完整的周期信号，正交性得以保持。
NR常规CP采用“每时隙前几个符号CP略长、其余符号CP较短”的设计。以μ=1为例，常规CP下第一个符号CP约5.2 μs，其余符号CP约4.7 μs，符号总长分别约38.5 μs和38.0 μs，14个符号合计约0.5 ms。这种非均匀CP是为了让整个时隙长度精确对齐0.5 ms，同时兼顾多径保护与开销控制。CP开销约为总符号时长的6%～7%，μ越大，CP绝对时长越短，对时延扩展的容忍度越低，因此高频段通常用于视距或小覆盖场景。
采样率与带宽关系：从基带到射频的换算
NR基带采样率与传输带宽直接相关。对每个载波分量，最大传输带宽配置为N_RB个资源块，每RB含12个子载波，因此占用带宽 = N_RB × 12 × Δf。基带采样率通常取 f_s = Δf × N_FFT，其中N_FFT是FFT点数，需为2的幂且大于等于占用子载波数。例如μ=1、N_RB=273（100 MHz带宽）时，占用子载波数 = 273×12 = 3276，取N_FFT = 4096，则f_s = 30 kHz × 4096 = 122.88 MHz。实际工程中还会留保护带，因此射频带宽略大于占用带宽。
下表给出常见带宽配置的示例换算，数值为按标准参数计算的示例值，用于理解关系，不作为实测结果。
| μ | Δf | N_RB | 占用带宽 | N_FFT | 基带采样率 |
|---|---|---|---|---|---|
| 1 | 30 kHz | 106 | 38.16 MHz | 1536 | 46.08 MHz |
| 1 | 30 kHz | 273 | 98.28 MHz | 4096 | 122.88 MHz |
| 2 | 60 kHz | 135 | 97.2 MHz | 2048 | 122.88 MHz |
| 3 | 120 kHz | 264 | 380.16 MHz | 4096 | 491.52 MHz |
从表中可见，同样100 MHz量级的占用带宽，μ越大所需N_FFT越小，但采样率随Δf成比例上升。这意味着高频段虽然符号短、时隙密，但基带处理时钟和ADC/DAC采样率要求更高，功耗与实现复杂度随之增加。工程选型时需要在时延、覆盖、实现成本之间折中。
把参数集、帧结构与采样率串起来看
实际工程中，参数集选择不是孤立的。若某场景要求端到端时延低于1 ms，μ=1时一个时隙0.5 ms，调度周期最短可到0.5 ms，基本满足；若要求更低，需选μ=2或μ=3，但采样率与实现成本上升。若覆盖半径较大、多径时延扩展接近4 μs，μ=1的CP约4.7 μs尚可，μ=3的CP仅约1.2 μs则明显不足，此时应降低μ或采用扩展CP。带宽方面，若系统带宽100 MHz、μ=1，N_RB=273、N_FFT=4096、f_s=122.88 MHz是常见组合；若换成μ=2，同样100 MHz下N_RB约135、N_FFT=2048、f_s仍为122.88 MHz，采样率不变但时隙数翻倍，调度更细、控制开销更大。
掌握这些换算后，后续看资源网格、CORESET、BWP配置时，就能快速判断某个符号位置对应多少微秒、某个带宽对应多少RB和多少FFT点数，而不是停留在“记住结论”的层面。