2. PFC基础
在开关电源设计中，PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）并不是一个“可选项”，而是决定输入电流质量、电网兼容性与整机效率的核心环节。理解PFC，需要从功率因数的物理定义出发，再落到谐波电流标准、工作模式与拓扑选择上，形成一条完整的工程判断链。
一、功率因数：不只是cosφ
很多人把功率因数简单等同于电压与电流的相位差余弦，这在纯正弦线性负载下成立，但在开关电源这类非线性负载中并不完整。功率因数的严格定义是：
PF = 有功功率 P / 视在功率 S
= (V_rms × I_1,rms × cosφ) / (V_rms × I_rms)
= (I_1,rms / I_rms) × cosφ
= 畸变因数 × 位移因数其中 I_1,rms 是输入电流基波有效值，I_rms 是总有效值。可见PF由两部分决定：位移因数（相位差）和畸变因数（谐波含量）。传统不控整流+大电容滤波的电源，电流呈窄脉冲，畸变因数极低，PF通常只有0.5～0.6，即使相位差为零也无法达标。
二、谐波电流标准：IEC 61000-3-2 与 3-12
PFC之所以成为强制要求，源于谐波电流限值标准。IEC 61000-3-2 针对每相输入电流≤16A的设备，按设备类别规定各次谐波限值；IEC 61000-3-12 则针对16A～75A设备。常见分类如下：
| 类别 | 典型设备 | 限值特点 |
|---|---|---|
| Class A | 平衡三相设备、照明外设备 | 各次谐波绝对限值 |
| Class B | 便携式工具 | 限值为Class A的1.5倍 |
| Class C | 照明设备 | 按基波百分比限值，最严 |
| Class D | PC、显示器等≤600W | 按功率比例限值，关注3、5、7次 |
以Class D为例，3次谐波限值为3.4mA/W，5次为1.9mA/W，7次为1.0mA/W。一个100W的PC电源，3次谐波电流不得超过340mA。若不加PFC，3次谐波往往达到基波的80%以上，远超限值。因此，标准是PFC电路存在的法律与技术双重驱动力。
三、CCM、DCM、CRM：三种工作模式
PFC升压变换器根据电感电流是否连续，分为三种基本工作模式，它们直接决定控制策略、器件应力与EMI特性。
- CCM（连续导通模式）：电感电流在整个开关周期内不归零。适用于大功率（通常>300W），电流纹波小、EMI低，但需要平均电流控制，二极管反向恢复损耗大，需用快恢复或SiC二极管。
- DCM（断续导通模式）：电感电流在每个周期内归零。适用于小功率，控制简单，但峰值电流高、EMI大，THD较差。
- CRM（临界导通模式）：电感电流刚好在周期结束时归零，介于CCM与DCM之间。适用于中功率（75W～300W），开关频率随负载变化，可实现零电流开通，但变频控制复杂，轻载频率过高。
四、拓扑概览：从Boost到无桥
PFC拓扑以Boost为绝对主流，因其输入电流连续、效率高、驱动简单。常见拓扑包括：
- 传统Boost PFC：桥式整流+Boost电感+开关管+二极管，结构简单，但整流桥损耗大。
- 无桥PFC：用MOSFET替代整流桥，降低导通损耗，效率可提升1%～2%，但共模EMI复杂。
- 交错并联Boost：两路Boost交错180°，减小输入电流纹波，适合大功率，但均流控制复杂。
- 图腾柱PFC：无桥+同步整流，适合GaN/SiC器件，效率极高，但控制时序要求严格。
下面用一张信号链与拓扑关系图，把输入电压、电流采样、乘法器、电流环、PWM驱动与Boost功率级串联起来，帮助建立整体控制框架。
五、案例与误区复盘
案例：某300W LED驱动电源，初始设计采用DCM Boost PFC，实测PF=0.92，THD=18%，无法满足Class C限值。分析发现DCM峰值电流高，3次谐波超标。改为CRM模式后，PF提升至0.97，THD降至8%，但轻载时开关频率升至300kHz，EMI恶化。最终采用CRM+频率钳位，兼顾THD与EMI。
1. 认为PF=cosφ，忽略畸变因数，导致设计方向错误。
2. 小功率盲目用CCM，成本高且轻载效率差。
3. 忽略IEC 61000-3-2的Class D功率比例限值，仅看绝对电流。
4. CRM轻载频率过高，未做频率钳位，导致驱动损耗与EMI超标。
5. 无桥PFC未处理共模EMI，整改时才发现Y电容与电感布局需重构。
总结来看，PFC设计是一条从标准到拓扑、从模式到控制的完整链路。功率因数定义决定了控制目标，谐波标准划定了合规红线，CCM/DCM/CRM决定了控制策略与器件选型，而拓扑则决定了效率与EMI的起点。只有把这几层关系打通，才能在磁性器件与EMI设计上游刃有余。