2. 光相干接收机架构

相干接收机与直接检测接收机最根本的区别，在于它保留了光信号的幅度与相位两维信息。要做到这一点，接收端必须引入一个本振激光器（LO），让信号光与本振光在90度光混频器中发生干涉，再由平衡光电探测器（BPD）把光场干涉结果转换为基带电信号。本节沿着“光场输入—混频—探测—放大—量化”这条链路，把相干接收机前端的关键器件与信号流讲清楚。

一、为什么需要90度光混频器

信号光可写成复包络形式 \(E_s = A_s e^{j(\omega_s t + \varphi_s)}\)，本振光为 \(E_{LO} = A_{LO} e^{j(\omega_{LO} t + \varphi_{LO})}\)。光电探测器只能响应光强，即 |E|²，直接探测会丢掉相位。若把信号光与本振光相加后再平方，展开式中会出现 \(2A_s A_{LO}\cos(\Delta\omega t + \Delta\varphi)\) 这一交叉项，其中 \(\Delta\omega = \omega_s - \omega_{LO}\)、\(\Delta\varphi = \varphi_s - \varphi_{LO}\)。这个交叉项同时携带了信号幅度与相位信息，正是相干接收的物理基础。

但仅有一个交叉项还不够，因为余弦项无法区分 \(\Delta\varphi\) 与 \(-\Delta\varphi\)，也无法分离同相（I）与正交（Q）分量。90度光混频器的作用，就是把信号光与本振光按不同相位关系分成四路：I 支路的信号光与本振光同相相加，Q 支路则引入 90° 相移。典型结构是一个 2×4 的 3dB 耦合器加一段 90° 相移波导，输出四路光场：

E1 = (Es + ELO)/2
E2 = (Es - ELO)/2
E3 = (Es + jELO)/2
E4 = (Es - jELO)/2

这四路光场两两配对送入两个平衡探测器，就能分别得到 I 路和 Q 路的基带信号。需要强调的是，90度混频器的相位误差、分光比误差和插损会直接转化为 I/Q 不平衡，这是后续 DSP 必须补偿的损伤之一。

二、平衡光电探测器：差分抵消共模噪声

90度混频器输出的四路光场不能直接单端探测，否则本振光自身的强度噪声（RIN）和直流分量会淹没微弱的信号交叉项。平衡探测器把两路光分别送入两个匹配的光电二极管，再将其光电流相减。以 I 支路为例，两个 PD 的输出电流分别为：

i1 ∝ |E1|² = (|Es|² + |ELO|² + 2Es·ELO)/4
i2 ∝ |E2|² = (|Es|² + |ELO|² - 2Es·ELO)/4
i1 - i2 ∝ Es·ELO ∝ As·ALO·cos(Δωt + Δφ)

可以看到，|Es|² 和 |ELO|² 这些共模项被完全抵消，只剩下携带信号信息的交叉项。这正是平衡探测的核心价值：抑制本振强度噪声、消除直流偏置、提高动态范围。实际工程中，两个 PD 的响应度失配、结电容差异和偏置电压漂移会破坏平衡度，通常要求共模抑制比（CMRR）优于 20 dB。此外，本振功率 \(P_{LO}\) 的选择也很关键：交叉项幅度正比于 \(\sqrt{P_s P_{LO}}\)，提高 \(P_{LO}\) 可以放大信号，但过高的 \(P_{LO}\) 会使 PD 进入饱和，并放大散粒噪声。典型相干接收机中 \(P_{LO}\) 在 10～20 dBm 量级，具体取决于 PD 的饱和光功率。

三、本振激光器与前端模拟电路

本振激光器是相干接收机的“相位参考”。它的线宽决定了相位噪声水平，进而影响载波相位恢复的难度。对于 16QAM 等高阶调制，通常要求 LO 线宽与符号速率之比小于 10⁻⁴ 量级；例如 32 GBaud 系统，LO 线宽宜控制在 100 kHz 以内。LO 还需具备足够的输出功率和稳定的波长，其波长应靠近信号光波长，使中频 \(\Delta\omega\) 落在探测器带宽之内。若 \(\Delta\omega\) 过大，交叉项频率超出 TIA 带宽，信号将无法被有效接收。

平衡探测器输出的电流信号非常微弱，通常在微安到毫安量级，必须经过跨阻放大器（TIA）转换为电压并放大。TIA 的关键指标包括跨阻增益 \(R_f\)、带宽和输入等效噪声电流。跨阻增益与带宽存在折中：\(R_f\) 越大，增益越高，但输入极点频率 \(1/(2\pi R_f C_{in})\) 越低，带宽越窄。工程上常采用多级放大或电感峰化技术来扩展带宽。TIA 之后通常还有可变增益放大器（VGA），用于把信号幅度调整到 ADC 的最佳输入范围，再经抗混叠滤波后送入 ADC。

前端模拟电路的设计需要关注以下几点：

• 带宽匹配：TIA 带宽应覆盖信号符号速率对应的基带带宽，通常取 0.6～0.8 倍符号速率。
• 噪声控制：TIA 输入等效噪声电流应远小于 PD 的散粒噪声，避免前端成为噪声主导。
• I/Q 幅度与相位匹配：两路 TIA 的增益和群延迟应尽量一致，否则会引入镜像干扰。
• 直流漂移抑制：平衡探测虽抵消了大部分直流，但残余失调仍需通过交流耦合或直流反馈环路处理。

四、信号流与关键参数示例

下面以一个 32 GBaud、16QAM 相干接收机为例，给出前端信号流中各节点的典型参数（示例值，用于说明量级关系，非实测结果）：

从信号流角度看，光域完成的是“相位信息映射到强度差”，电域完成的是“微弱电流放大与带宽整形”，数字域则通过 DSP 完成 I/Q 不平衡补偿、时钟恢复、载波相位恢复和自适应均衡。前端模拟电路一旦引入过大的噪声、非线性或 I/Q 失配，后续 DSP 的补偿能力是有限的，因此前端设计必须在增益、带宽、噪声和匹配之间取得平衡。

总结来说，90度光混频器负责把相位信息“翻译”成可探测的强度差，平衡探测器负责在抵消共模噪声的同时提取交叉项，本振激光器提供相位参考，TIA 与 ADC 则把模拟电流转换为数字样本。理解这条信号流中每个节点的物理意义和参数约束，是后续 DSP 算法设计与系统性能评估的基础。